基于VNA的TDR方案的基本思想是对DUT频率响应进行傅里叶逆变换可得到其单位冲激响应，对冲激响应进行积分可得阶跃响应。VNA频率测试点总是离散的，而直接使用离散傅里叶逆变换来实现时域变换，时域响应的分辨率与频域测试带宽、时域响应长度与频域测试步进频率分别成反比关系。在测量点数固定的情形下，时域分辨率与频域分辨率是不可兼得的；为解决这一矛盾，VNA通常采用线性调频Z变换(Chirp-Z transform)来实现从频域响应到时域响应的变换，由此获得任意时间内的时域响应。

此方案的另一问题在于VNA的频域测试范围总是有限的，在频域测试范围内的测试精度相对稳定，但无法测得DUT的零频(直流)与超出VNA测试频带外的频率响应。零频响应在计算时域冲激响应与阶跃响应时是不可少的参数，故VNA需要通过测试频带内的频率影响来估计零频响应；为了获得较好的估计效果且方便进行变换，通常要求频域测试点的起始频率等于步进频率，让测试频率位于过零点的直线上。而带外频率响应却难以估计，通常将其视为零；而截断效应将导致变换所得的时域响应中存在过冲与旁瓣；而尽管传统TDR模拟前端电路本身存在带宽限制，但其高频响应相对较为光滑，并不会产生明显的截断效应。

VNA采用对频域响上应用窗函数的方法抑制截断效应，但其代价是降低时域分辨率；从在时域上看，窗函数增大了冲激激励的冲激宽度(阶跃激励的上升时间)，可应用于分析不同上升时间的数字信号传输性能。

而VNA方案的单个测量点测量时间反比于中频滤波器带宽f_BW，因此VNA方案的总测量时间T_S1为：

因此在VNA测量时间内，示波器可进行重复测量，噪声衰减倍率N₀与重复测量测试成正比：

假定测试信号中存在带宽为f_n的白噪声，中频滤波器可将噪声功率衰减倍率N₁为：

由于动态范围与噪声衰减成正比，那么在相同测量时间内，VNA方案较示波器方案所得的动态范围扩大倍率为：

在实际测量中，噪声带宽f_n等于采样示波器的截止频率f_c，而后者远高于物理采样频率f_ps；VNA方案的动态范围要明显高于采样示波器方案。

(a) 存在DUT上电干扰时无法正常进行阻抗测量

(b) 调整频率扫描规避上电干扰信号

在射频及以上频段，为将PCB上的测试电路引入测试通路中，须借助PCB上的射频测试端口或射频探针。但PCB设计所提供的射频测试点并不总是能够实现将待测试的部分直接引入，有时不得不将待测试电路两端的其他电路一并作为DUT进行测试；而射频探针本身也将影响测试结果。TDR需要使用夹具去嵌入方法对测试结果进行校正，VNA方案给出的夹具去嵌入方案基于S参数矩阵的夹具网络特性描述，只需仿真方法获得射频测试点至待测电路之间的网络S参数矩阵或直接导入射频探针生产商给出的SNP文件即可从测试结果中去除夹具网络的影响。

为方便地获得DUT各点处的阻抗值，使用低通阶跃模式进行测试；将时域响应以阻抗格式显示，横轴时间代表反射波达到校准参考面(夹具靠近DUT的端口)所需时间，可用于定位迹线上各点对应的传输线位置。利用光标可读出传输线上各处对应的特征阻抗值，通过分析阻抗随时间轴的变化可分析传输线上的故障类型。

若DUT的阻抗分布如下图所示，可观察到图中存在多个阻抗失配点。由于前面的失配点处部分测试信号被反射，将导致到达后续失配点的测试信号偏小，从而影响对后续失配点反射系数的计算精度；这被称作多重失配的掩蔽现象。如果测试信号在DUT传输过程中无损耗的传输，那么可根据之前时刻接收到的反射信号推算到达DUT后续部分的实际入射信号，从而解决上述问题；但如果测试信号在DUT传输过程中存在较大的损耗或旁路泄漏，使用此法不可获得真实入射信号值，反而可能引起更大的精度问题。

上图为某存在两段阻抗失配的传输线TDR测试结果。在未启用掩蔽补偿时，可观察到在光标标识的位置存在阻抗失配现象；但时域上在第一个阻抗失配点(由光标1标识)之后的入射波电压下降，导致根据后续的反射波电压计算的后续失配点阻抗(由光标2标识)存在误差。此外，后续反射波在多个失配点处多次反射，导致反射波部分功率延后到达测试端口，因此可观察到在每一段失配后存在错误的失配镜像(由红色方框标识)。

在启用多重失配掩蔽补偿功能后，可消除因掩蔽现象导致的误差；使用光标读出各段的阻抗值及所在位置，并根据阻抗变化情况判断故障类型。在上图中可读出在距离校准参考面(或夹具端口)后约300mm及650mm处分别存在阻抗约为20、75Ω的失配段。

在进行实际系统设计修正之前，可利用TDR的时域门控功能对时域响应进行带阻滤波，以模拟某一部分故障排除后的系统频域响应；或对时域响应进行带通滤波，分析某一故障对系统频域响应的影响。TDR时域门控的基本原理是在时域上进行滤波，然后再将其变换到频域；而VNA方案中可直接在频域上与滤波器进行卷积实现时域门控效果。

由于滤波器通带纹波、截止速率与旁瓣电平对时域门控效果存在一定影响，因此才使用窗函数法进行滤波器设计时，可对窗函数参数进行适当配置，以获得理想的门控效果。

此外，由于在时域滤波前的时域响应受到多重失配掩蔽现象的影响，时域门控并不能*得到理想的频域响应。例如，在保留时间轴左侧较严重的失配点，并对后续的失配点时域位置进行带阻滤波时；由于后续失配点处的时域响应受到掩蔽现象的影响，故所得的频域响应与理想值相比可能存在较大偏差。

为展示时域门控功能在测试中的应用，现将对某传输线上添加两个旁路电容，对其进行TDR测量所得结果如下图(a), (b)所示。为获得第一个旁路电容对传输线频率响应的影响，或者模拟消除第二个旁路电容影响后的系统响应，对第二个失配点(光标2标识处)执行时域带阻选通，所得频率响应如下图(c)所示。

利用TDR的时域传输测量功能可对数字信号传输系统性能进行测试与分析，同样是TDR的重要应用场景。在高速数字信号传输系统测试领域，基于VNA的TDR方案通过传输S参数测量更容易在高频段实现此功能。

在进行实际测量之前，同样需要对VNA进行校准，根据传输系统输入阻抗、输出阻抗调整VNA测试端口阻抗。如有必要使用夹具实现DUT连接，应当对每个测试端口执行夹具去嵌入。如需分析传输系统物理长度，可配置传输系统内介质介电常数或传播常数。

为获得最高的测量精度，使用标准校准件对VNA测试端口进行SOLT或SOLR校准(全二端口校准)。

为分析数字信号传输性能，采用低通阶跃模式进行测试；将时域响应以电压或传输系数格式显示，迹线显示达到接收测试端口(夹具靠近DUT的端口)的时域信号。利用光标可读出信号传输延时及传输系统的物理长度(若介质介电常数或传播常数被正确地配置)。

分析高速数字信号传输性能时，信号传输畸变是重要的测试内容。在基于VNA的TDR方案中，通过调整时域变换时应用的窗函数参数可模拟DUT对不同上升时间阶跃激励的响应，以实现对DUT在实际工作条件下性能的测试。

为探究DUT传输性能导致的信号畸变，可使用游标搜索中的上升时间搜索功能获取传输端接收到的时域信号上升时间，结合激励信号上升时间对信号畸变程度进行初步估计，并预估DUT对传输信号抖动(jitter)最高容限以及特定码率下码间串扰的严重程度。

下图为使用基于VNA的TDR功能对某传输线的测试结果，激励阶跃信号上升时间为120ps。从测试结果可观察到由于传输系统的高频衰减较大，传输信号的上升时间明显变长；当传输数字信号比特率高于传输信号上升时间的倒数，将产生严重的码间串扰问题。此外，在时域测量结果中还能观察到明显的上升沿畸变现象，可用于初步估计信号传输质量。

若测试所得的传输系统性能不能达到设计要求，为减少设计与测试成本，通常考虑在不重新进行系统设计的前提下，对原系统输入或输出端级联一个补偿网络，以改善其传输效果。对于高速数字信号传输系统而言，传输信号发生畸变的主要原因在于信号高频分量的衰减强于低频分量；在此情形下，对高频分量进行增益补偿是在频域上改善其性能的常用方法。在输入端，可采用预加重技术预先放大输入数字信号高频分量；在输出端，可级联一个高通滤波器实现信号各频率分量的增益均衡。

基于VNA的TDR方案很容易实现预加重与增益均衡滤波这样的频域补偿仿真，只需给出主要技术参数即可通过仿真分析不同补偿策略下的系统修正效果。

信号完整性分析也是高速数字传输系统测试的重要内容之一。利用基于VNA的TDR方案同样的原理，将DUT频域响应变换到时域，得到DUT的单位冲激响应；计算DUT在任意输入下的零状态响应，从而绘制在指符号率、指码型的输入情形下的眼图。利用眼图可更直观地分析信号传输中的噪声、抖动、码间串扰等问题。

图4-9 VNA-TDR增益均衡仿真配置

图4-10 VNA-TDR方案的扩展——眼图测试